Flytting Gjennomsnitt Filterkretsen

Et bevegelig gjennomsnittlig filter som ikke propagerer en beregningsfeil, er tilveiebrakt å redusere maskinvarenes størrelse. Dette bevegelige gjennomsnittsfilter har en dataholdingsenhet for å holde flere påfølgende data, en koeffisient lagringsenhet for lagring av koeffisienter, en første adder som beregner summen av et par data av en foreskrevet kombinasjon holdt i dataholdingsenheten, en multiplikator som multipliserer summen til koeffisientdata oppnådd fra koeffisientlagringsenheten og en andre adder som legger opp et foreskrevet antall multiplikasjonsresultater fremstilt av multiplikatoren. Det er påkrevd a.1 Et glidende gjennomsnittsfilter som omfatter en dataholdingsenhet for å holde en rekke suksessive data. a koeffisient lagringsenhet for lagring av en koeffisient. a dekoderverdisignalutgangsenhet som beregner summen av et par data av en foreskrevet kombinasjon holdt i dataholdingsenheten og utsender et dekoderverdisignal som tilsvarer summa-koeffisientbehandlingsenheten som prosesserer s-koeffisientdata oppnådd fra koeffisientlagringsenheten basert på nevnte avkodingsverdisignalutgang fra avkodningsenheten for dekoderverdier og utløser de behandlede koeffisientdata som tilleggsdata og en adder som kumulerer et foreskrevet antall av nevnte tilleggsresultater sekvensielt. verdisignalutgangsenhet utsender et første signal som fikserer en utgang uavhengig av koeffisientdata oppnådd fra koeffisientlagringsenheten, et andre signal som passerer koeffisientdata oppnådd fra koeffisientlagringsenheten og et tredje signal som skifter med et foreskrevet antall bits koeffisient data oppnådd fra koeffisientlagringsenheten.2 Et bevegelig gjennomsnittsfilter omfattende en dataholdeelement som inneholder flere suksessive data og utdataer et første signal og en andre signal. a dekoderenhet som har en første logikkrets som utfører et null signal når både det første signalet og det andre signalet har et lavt nivå, en andre logikkretsutgang teste et gjennomgående signal når enten det første signalet eller det andre signalet, men ikke begge, har et høyt nivå, og en tredje logikkrets utfører et skiftsignal når både det første signalet og det andre signalet har høye nivå. a koeffisient lagringsenheten , som lagrer en koeffisient og utsender en koeffisient signal. a velgerenhet som utsender et tredje signal som har et lavt nivå når nullsignalet er innført fra dekoderenheten, koeffisientsignalet som det tredje signal når gjennom-signalet blir innført fra dekoder-enhet eller et skiftet signal som skifter koeffisisorsignalet som det tredje signal når skiftsignalet er innført fra dekoderen og en akkumulatorenhet, som akkumulerer signalutgangen fra selektorenheten.3 Det glidende gjennomsnittsfilter i samsvar med krav 2, hvor selektorenheten har en fjerde logikkrets utmatning av et første logisk resultat når gjennomsignalet har høyt nivå og når nullsignalet har lavt nivå og minst en logisk operasjonskrets hvor i logikkoperasjonskretsen har en femte logikkrets utført et andre logisk resultat når både det første logiske resultatet og nte koeffisient-signalet er høyt nivå, hvor n er et naturlig tall, en sjette logikkrets utfører et tredje logisk resultat når begge n-1 er koeffisientsignalet og skiftsignalet er høyt nivå og en syvende logikkrets som utsender det tredje signal når enten det andre logiske resultatet eller det tredje logiske resultatet er høyt nivå. 4 Et bevegelig gjennomsnittsfilter som omfatter en dataholdingsenhet, som innehar et flertall av suksessive data og utganger et første signal og en andre signal. a dekoder enhet som har en første logikkrets utgang av et minus signal når både det første signalet og det andre signalet har lavt nivå, en andre logikkrets utfører et gjennomgående signal når enten første signal eller det andre signalet, men ikke begge, har høyt nivå og en tredje logikkrets utfører et skiftsignal når både det første signalet og det andre signalet har høyt nivå. a koeffisient lagringsenhet som lagrer en koeffisient og utsender en koeffisient signal. a velgerenhet som utsender et signal som inverterer koeffisientsignalet som et tredje signal og et bære-signal når minusignalet er innført fra dekoderenheten, et signal med lavt nivå som tredje signal når nullsignalet er innført fra dekoderenheten eller koeffisientsignalet som det tredje signal når gjennom-signalet er innført fra dekoderen og en akkumulatorenhet beveger et figurer sted til høyre når bære-signalet er innført fra dekoderen enhet og akkumulerer signalutgangen fra selektorenheten. 5. Flytende gjennomsnittsfilter i samsvar med krav 4, karakterisert ved at velgerenheten har en fjerde logisk krets som utsender et første logisk resultat når gjennomgående signalet har høyt nivå og når nullsignalet har lavt nivå og minst en logisk operasjonskrets, hvor logikkoperasjonskretsen har en femte logikkrets utmatning av et andre logisk resultat når både det første logiske resultatet og nte coef Fikient signal er høyt nivå, hvor n er naturlig tall, en sjette logikk krets som utsender et tredje logisk resultat når både invertert nte koeffisient signal og minus signal er høyt nivå og en syvende logikk krets utfører det tredje signal når enten det andre logiske resultatet eller Det tredje logiske resultatet er høyt nivå. Bakgrunn for oppfinnelsen. Oppfinnelsens område. Den foreliggende oppfinnelse vedrører en gjennomsnittlig beregningskrets som beregner og utløser gjennomsnittet av et inngangssignal, særlig til et glidende gjennomsnittsfilter for å beregne bevegelsen gjennomsnitt av inngangssignalet.2 Beskrivelse av beslektet art. Flytt gjennomsnittlig metode er en metode for utjevning av et signal. For eksempel referanse I Begynner s Digital filter 30. november 1989 s. 9-15 av Shougo Nakamura, Tokyo Denki University Press Ifølge Denne bevegelige gjennomsnittsmetoden beregnes det bevegelige gjennomsnittet som følger Når det k-th glidende gjennomsnittet er tilgjengelig og k 1-glidende gjennomsnittet må beregnes, vil dif ference mellom de eldste dataene for alle dataene som brukes til å oppnå det k-glidende gjennomsnittet og de nye dataene som er inngått for å oppnå k 1-glidende gjennomsnittet, blir lagt til k-th glidende gjennomsnitt for å oppnå k 1 - th glidende gjennomsnitt p14 i referanse I Fordelen med denne metoden er at mengden beregning ved å oppnå det bevegelige gjennomsnittet er redusert. Siden forskjellen mellom de eldste dataene og de nye dataene blir lagt til det bevegelige gjennomsnitt som allerede er oppnådd for å oppnå neste bevegelige gjennomsnittlig, når en beregningsfeil oppstår ved en støy eller en operasjonsfeil, forbereder beregningsfeilen ubestemt tid, noe som er et problem. I tillegg til og med i tidligere teknikk, blir bevegelige gjennomsnittsverdier først oppnådd i flere trinn og det bevegelige gjennomsnittet av de flere bevegelige gjennomsnitt er tatt Når antall trinn i de bevegelige gjennomsnittene er store, må mengden maskinvare økes i stor grad i henhold til antall bevegelige gjennomsnitt, noe som er et annet problem. Oppsummering av oppfinnelsen. Giver disse problemene, er det et formål med foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe et glidende gjennomsnittsfilter som er i stand til å løse disse problemene. For å løse de ovenfor angitte problemene har et representativt bevegelig gjennomsnittsfilter ifølge foreliggende oppfinnelse en data holdeenhet for å holde flere påfølgende data, en koeffisient lagringsenhet for lagring av koeffisienter, en første adder som beregner summen av et par data av en foreskrevet kombinasjon holdt i dataholdingsenheten, en multiplikator som multipliserer summen av koeffisientdata oppnådd fra koeffisient lagringsenheten og en andre adder som legger opp et foreskrevet antall multiplikasjonsresultater produsert av multiplikatoren. RIKTIG BESKRIVELSE AV TEGNINGENE. FIG. 1 er et blokkdiagram som viser den første utførelsen av foreliggende oppfinnelse. FIG 2 viser signalstrømmen av FIR-filteret ifølge foreliggende oppfinnelse. FIG 3 er et blokkdiagram som viser den andre utførelsen av foreliggende oppfinnelse. FIG 4 er et kretsdiagram over dekoderen i henhold til den andre utførelsesform av den foreliggende oppfinnelse. FIG 5 er et kretsdiagram av selektoren ifølge den andre utførelsesform av den foreliggende oppfinnelse. FIG 6 er et blokkskjema som viser den tredje utførelsesformen av den foreliggende oppfinnelse. FIG 7 er en kretsdiagram over dekoderen i henhold til den tredje utførelsesform av den foreliggende oppfinnelse. FIG 8 er et kretsdiagram over selektoren i henhold til den tredje utførelsesform av den foreliggende oppfinnelse. DETALJERENDE BESKRIVELSE AV OPPFINNELSEN. Konvensjonelt vil når det bevegelige gjennomsnitt av flere bevegelige gjennomsnitt, er flere flytende gjennomsnittlige beregningskretser koblet i trinn. I foreliggende oppfinnelse brukes et filter av typen FIR Finite Impulse Response type for å ta det bevegelige gjennomsnittet av flere bevegelige gjennomsnitt. I det følgende vil en utførelsesform av den foreliggende oppfinnelse bli forklart med referanse til de vedlagte tegninger. FIG 1 er et blokkdiagram som viser den bevegelige gjennomsnittlige beregningskrets i henhold til den første utførelsesform av pr I denne bevegelige gjennomsnittlige beregningskrets blir et 1-bits signal inngang til en dataholdingsenhet 101 som har et RAM eller et skiftregister. Denne dataholdingsenhet 101 inneholder et minimums antall data som kreves for å beregne det bevegelige gjennomsnittet i foreliggende oppfinnelse I den foreliggende utførelsesform holdes minst 22 påfølgende data i dataholderenheten 101. To data blir lest fra dataholderenheten 101 etter behov. Disse to dataene blir inngått til de to inngangsterminaler av en adder 102. Addereren 102 utgiver deretter en signal til en multiplikator 103 Koeffisientdata blir også inngått til multiplikatoren 103 fra en koeffisient ROM 104 som fungerer som en koeffisient lagringsenhet Multiplikatoren 103 utsender et signal til en av inngangsterminaler av en annen adder 105 Addereren 105 utsender et signal til en DF F106 DF F106 utsender et signal til den andre inngangsterminalen til adderen 105 og en låsekrets 107 Låsekretsen 107 utsender så et signal som blir utgangssignalet OUT av den bevegelige averag e. I den foreliggende utførelsesform er tre bevegelige gjennomsnittlige filtre serielt forbundet i trinn, som hver tar det bevegelige gjennomsnitt av åtte data. Først blir de første dataene som skal brukes til å ta det bevegelige gjennomsnittet, betegnet med D 0 De andre data D 1 til og med D 7 som brukes til å ta det bevegelige gjennomsnittet, blir innført i rekkefølge for hver prøvetakingstid t Tidspunktet for å angi den åttende data D 7 er satt til T 0 Den bevegelige gjennomsnittsdata Ma 0 av første trinns glidende gjennomsnittsfilter ved T 0 er Ma 0 D 0 D 1 D 7 8. Siden dette er et bevegelig gjennomsnittsverdi, endres denne verdien hver gang prøvetakingstiden går t. Tiden der n 8-dataene D n 7 er inngang er induktivt satt til Tn hvor n er et ikke-negativt heltall Da er de bevegelige gjennomsnittsdataene Ma n av det første trinns glidende gjennomsnittsfilter ved T n Ma n D n D n 1 D n 7 8 1. Andre trinns glidende gjennomsnitt filter som er koblet til det første trinnets glidende gjennomsnittsfilter tar gjennomsnittet av de åtte utgangsdata som er levert fra første trinns flytteverdi e filter. Den bevegelige gjennomsnittlige datautgang for det andre trinns glidende gjennomsnittsfilter ved T7 er betegnet med Mb 0 Da blir Mb 0 uttrykt av Mb 0 Ma 0 Ma 1 Ma 7 8.Skifte ligning 1 til hver av Ma 0 gjennom Ma 7 blir ovennevnte likning. Nesten går det tredje trinns glidende gjennomsnittsfilter som er koblet til det andre trinnets glidende gjennomsnittsfilter, gjennomsnittet av de åtte utgangsdata som er tilført fra det andre trinns glidende gjennomsnittsfilter. Den bevegelige gjennomsnittlige datautgang for tredje trinns bevegelse gjennomsnittlig filter på T 14 er betegnet med Mc 0 Da er Mc 0 uttrykt av Mc 0 Mb 0 Mb 1 Mb 7 8.Equation 3 viser at det bevegelige gjennomsnittet kan oppnås ved å bruke et FIR Finite Impulse Response type filter av 11-ordre Fig. 2 viser signalstrømmen til FIR-filteret for å realisere ligning 3. I det følgende vil operasjonen av det bevegelige gjennomsnittsfilteret i henhold til den første utførelsen bli forklart med henvisning til figur 1 og 2,1-bits data blir innført i rekkefølge til dataene holdingsenhet 101 Dataene holder uni t 101 har 22 påfølgende data. Dataholdeelementet 101 leser de nyeste dataene D n 21 og de eldste dataene D n Disse dataene D n og D n 21 sendes til adderen 102 og addereren 102 legger til D n og D n 21 Addereren 102 sender deretter resultatet av tillegget til multiplikatoren 103 Koeffisient ROM 104 leser og forsyner koeffisienten k 0 1 til multiplikatoren 103 Multiplikatoren 103 multiplicerer deretter koeffisienten k 0 1 til resultatet av tillegget Multiplikatoren 103 sender deretter multiplikasjonsresultatet til addereren 105 Utgangsdataene til addereren 105 holdes midlertidig i DF F106.Next leser dataholderenheten 101 dataene Dn1 og Dn20 Disse dataene Dn1 og Dn20 er sendt til addereren 102 og addereren 102 legger til D n 1 og D n 20 Addereren 102 sender deretter resultatet av tillegget til multiplikatoren 103 Koeffisient ROM 104 leser og forsyner koeffisienten k 1 3 til multiplikatoren 103 multiplikator 103 multiplicerer deretter koeffisienten k 1 3 til resultatet av tillegget Th e multiplikator 103 sender deretter multiplikasjonsresultatet til en av de to inngangsterminaler av adderen 105 Utgangsdataene til addereren 105 som er midlertidig holdt i DF F106, blir matet tilbake til den andre inngangsterminalen til adderen 105 når multiplikasjonsresultatet Dn 1 D n 20 k 1 er inngang til adderens en inngangsterminal 105 Med andre ord, oppnådde resultatet som var oppnådd i den tidligere timingen av adderen 105, kumulert På samme måte legger addereren 102 dataene D til m og D 2n 21 mmn, n 1 n 10 leses av dataholderenheten 101 Multiplikatoren 103 multipliserer da summen D m ​​D 2n 21-m til koeffisienten k 1 l 1 til 10, leset av koeffisient ROM 104 Addereren 105 kumulerer deretter multiplikasjonsresultatet Dette prosess ID gjentas Etter dette mottar låsekretsen 107 et låsesignal fra en tidsgenererende krets som ikke er vist på tegningen når mengdene i telleren i ligning 3, det vil si alle mengdene vist i fig. 2, er alle akkumulert Låsesirkelen uit 107, og deretter låses beregningsresultatet og utløser det bevegelige gjennomsnittet som den endelige utgangen. For å få det endelige resultatet nøyaktig, må nevneren til ligning 3 beregnes og multipliseres med k 11 1 8 8 divisjon med 8 3 Generelt , kan en multiplikasjon med 2 n i binærsystemet utføres ved å skifte utgangen oppad med n bit og en divisjon med 2 n i binærsystemet kan utføres ved å skifte utgangen nedover med n bit. I praksis, når ledninger fra DF FF til låsekretsen 107, for eksempel kan en divisjon med 2 9 i binærsystemet realiseres ved å koble DF FF til låsekretsen 107 for å skifte utgangen nedover med 9 bit. Derfor er en divisjon med 8 3 i desimalsystemet, som tilsvarer en divisjon med 2 9 i binærsystemet, kan realiseres ved å koble DF FF til låsekretsen 107 for å skifte utgangen nedover med 9 bit Denne divisjonen med 8 3 i desimalanlegget krever ingen ekstra spesiell hardwar e og kan lett oppnås. I henhold til den første utførelsesform av den foreliggende oppfinnelse anvendes en FIR-filterkonfigurasjon. Selv om en beregningsfeil genereres av en støy eller en operasjonsfeil, kan det oppnås et normalt utgangsresultat i neste beregningssyklus Det er tilstrekkelig å justere antall biter i adders og multiplikator og koeffisient ROM for å håndtere disse endringene, selv om gjennomsnittlig antall bevegelige gjennomsnitt og antall stadier av den serielle tilkoblingen endres. betydelig økning av maskinvareområdet. FIG 3 er et blokkskjema som viser konfigurasjonen av en bevegelig gjennomsnittsberegningskrets i henhold til den andre utførelsesformen av foreliggende oppfinnelse. I denne glidende gjennomsnittlige beregningskrets, som i tilfellet med den første utførelsesformen, er a 1 - bit-inngangssignalet er inngang til en dataholdingsenhet 201 som har et RAM - eller skiftregister. Denne dataholdingsenhet 201 leser to data og sender de to dataene til de to inngangsterminalene s av en dekoder 210 Dekoder 210 sender så et utgangssignal til valgterminalen til en velger 220 A-koeffisient ROM 204 leverer koeffisientdata til selektoren 220 Vælgeren 220 sender utgangssignal til en av de to inngangsterminaler av en adder 205 Addereren 205 sender utgangssignal til en DF F206 Utgangssignalet til DF F206 er inngang til den andre inngangsterminalen til addereren 205 og en låsekrets 207. Signalutgangen fra låsekretsen 207 er det bevegelige gjennomsnittlige utgangssignal OUT. I det følgende vil operasjonen i den andre utførelsen bli forklart. 1-bits data blir innført i rekkefølge til datalagringsenheten 201. Dataholdingsenheten 201 inneholder 22 påfølgende data. Som i den første utførelsen leser dataholderenheten 201 dataparene Dn og Dn21, Dn1 og Dn20Dn10 og Dn11 som vist i ligning 3. Dekoder 210 utdataer dekoderverdisignaler som svarer til verdiene av de to lese-dataene som vist i tabell 1 TABELL 1 Dekoder verdier m 0 til n 10 av dekoderen 210 i den andre utførelsesformen Dekode Input Input Value Data Data Signal D m D 2n 21-m D m D 2n 21-m 0 0 0 Null 0 1 1 Gjennom 1 0 1 Gjennom 1 1 10 Skift. I andre ord , avkoderen 210 sender ut et nullsignal når summen av de to inngangssignalene er 0, et gjennomgående signal når summen av de to inngangssignalene er 1 og et skiftsignal når summen av de to inngangssignalene er 2.FIG 4 viser en eksemplarisk krets av dekoderen 210 Dekoder 210 har en AND krets, en EXOR krets og en NOR krets, til hver av de ovennevnte to inngangssignalene blir tilført. AND kretsen utsender et skiftsignal. EXOR-kretsen utsender en gjennom-signal NOR-kretsen utsender et nullsignal. Dette kan endres med en logikkrets som tilfredsstiller logikken vist i tabell 1.Vælgeren 220, som fungerer som en koeffisientbehandlingsenhet, virker som svar på dekoderverdisignalet som leveres fra dekoderen 210 Når velgeren 220 mottar et nullsignal fra dekoderen 210, vil den velger 220 en L-nivå-signal som tilleggsdata uavhengig av signalet fra koeffisient ROM 204 Når väljeren 220 mottar et gjennomgående signal fra dekoderen 210, utsender väljeren 220 signalet tilført fra koeffisient ROM 204 som det er når velgeren 220 mottar et skiftsignal fra dekoderen 210, velgeren 220 skifter oppover med 1 bit signalet tilført fra koeffisient ROM 204 og utsender det skiftede signal. FIG 5 viser et eksempel på en krets av selektoren 220. Adderen 205 legger til tillegget Resultatet av syklusen umiddelbart før nåværende syklus holdt i DF F 206 til tilleggsdata mottatt fra selektoren 220 og utløser det nye tilleggsresultatet til DF F 206 Når hele tilsetningen er over, låser låsekretsen 207 utgangssignalet av DF F 206 basert på låsesignalet. Utgangssignalet fra låsekretsen 207 blir utført som det bevegelige gjennomsnitt. Således legger dekoderen 210 opp dataene inne i parentesene av equ ation 3, det vil si dataparene D n og D n 21, D n 1 og D n 20 D n 10 og D n 11 og utsender et dekoderverdisignal som tilsvarer tilleggsresultatet Basert på dette dekoderverdisignalet, koeffisientverdien som leses av koeffisient ROM 204, blir behandlet. Denne prosesserte koeffisientverdien er kumulert for å oppnå det bevegelige gjennomsnitt. I følge den andre utførelsesform kan de samme fordeler som i den første utførelsesform oppnås. Siden disse fordelene kan oppnås ved bruk av en enkel dekoderkrets og en velgerkrets uten å bruke en multiplikator, blir området som kreves av maskinvaren redusert. FIG 6 er et blokkdiagram som viser en bevegelig gjennomsnittlig beregningskrets i henhold til den tredje utførelsesform av den foreliggende oppfinnelse på figur 6, det samme Henvisningstallene er gitt til de samme komponenter som allerede er brukt i den andre utførelsen. Konfigurasjonene til dekoderen 310, selektoren 320, addereren med innbindingsterminalen 350 av den bevegelige gjennomsnittlige beregningskrets av den tredje utførelsen er forskjellig fra konfigurasjonene til tilsvarende av den andre utførelsen. Utgangssignalet fra dekoderen 310 er innført til selektoren 320 og innføringssignal-terminalen Ci av addereren med innbindingsterminalen 350. De samme to data leses av dekoderen 310 som i den andre utførelsesformen. Denne dekoderen 310 utfører dekoderingsoperasjonen vist i tabell 2. Avkoderen 310 avgir deretter resultatet av dekoding som et velgesignal til bæreinnretningens terminal Ci av addereren med bæreinnretningen. terminal 350 TABELL 2 Dekoder verdier m 0 til n 10 av dekoderen 310 i den andre utførelsen Dekode Input Input Value Data Data Signal D m D 2n 21-m D m D 2n 21-m 0 0 0 Minus 0 1 1 Null 1 0 1 Null 1 1 10 gjennom. For eksempel, når summen av D n og D n 21 inngang til dekoderen 310 er 0, utsender dekoderen 310 et minussignal Når summen av D n og D n 21 inngår til dekoderen 310 er 1, utsender dekoderen 310 et nullsignal Når summen av Dn og Dn 21 inngår til dekoderen 31 0 er 10, utsender dekoderen 310 et gjennomgående signal Når velgeren 320 mottar et minusignal fra dekoderen 310, utsender velgeren 320 et signal som inverterer polariteten til signalet mottatt fra koeffisient ROM 204 Når selektoren 320 mottar et nullsignal fra dekoderen 310 utsender velgeren 320 et L-nivå-signal uavhengig av signalet mottatt fra koeffisient ROM 204 Når velgeren 320 mottar et gjennomgående signal fra dekoderen 310, utsender velgeren 320 signalet mottatt fra koeffisient ROM 204 som det er Kun når dekoderen 310 utsender et minusignal, utsender dekoderen 310 et H-nivåsignal til addereren med innbindingsterminalen 350. I alle andre tilfeller utsender dekoderen 310 et L-nivå signal til addereren med innbindingsterminal 350. Generelt er 1-bits datautgang fra systemet AD-omformeren binærnivådata med H eller L-verdi. Data på komplementform av 2 brukes i beregningen i blokken etter det bevegelige gjennomsnittsfilteret i krets av den andre utførelsesformen er det nødvendig med en konverteringsblokk etter den bevegelige gjennomsnittsblokk for å konvertere et binært nivåsignal til data av komplementform av 2. Ved å bruke dekoderen 310 i den tredje utførelsesform kan et binært nivåsignal imidlertid omdannes til data av komplementform av 2 i den bevegelige gjennomsnittsblokken samtidig Med andre ord blir koeffisientverdien tilsatt når summen av verdiene inne i parentesen til ligning 3 er 10, blir koeffisientverdien ikke tilført når summen av verdiene inne i parentesen av ligning 3 er 1 og koeffisientverdien trekkes når summen av verdiene inne i parentesen til ligning 3 er 0 På denne måten kan det binære nivåsignalet omdannes til data av komplementform av 2 hvis utgangsverdi har et tegn Ved å utføre operasjonen ved å bruke dekoderen, bearbeider man koeffisientverdien basert på resultatet av operasjonen og kumulerer resultatene av tillegget, kan det bevegelige gjennomsnitt beregnes. FIG 7 er et kretsdiagram av dekoderen i henhold til den tredje utførelsesform av den foreliggende oppfinnelsen. Fig. 8 er et kretsdiagram over selektoren i henhold til den tredje utførelsesform av foreliggende oppfinnelse. I følge den tredje utførelsesform av den foreliggende oppfinnelse er det samme Fordeler kan oppnås som i den første og andre utførelsesformen. Fordi konverteren for å konvertere et binært nivåsignal til data av komplementform av 2 er brukt i den tredje utførelsesformen, kan området som er besatt av maskinvaren ytterligere reduseres. Signalbehandling Digital Filtre. Digitalfiltre er i hovedsak samplede systemer Inngangs - og utgangssignalene er representert ved prøver med like tidsavstand. Finitt Implulse Response FIR-filtre kjennetegnes av et tidsrespons avhengig bare av et gitt antall av de siste prøvene på inngangssignalet I andre vilkår når inngangssignalet har falt til null, vil filterutgangen gjøre det samme etter et gitt antall prøvetidsperioder. Utdata-yk er gitt b ya lineær kombinasjon av de siste inngangssamplene xk i. Koeffisientene bi gir vekten for kombinasjonen De svarer også til koeffisientene til telleren i z-domene-filteroverføringsfunksjonen. Følgende figur viser et FIR-filter av rekkefølgen N 1. For lineære fasefiltre er koeffisientverdiene symmetriske rundt midtpunktet og forsinkelseslinjen kan foldes tilbake rundt dette midtpunktet for å redusere antall multiplikasjoner. Overføringsfunksjonen til FIR-filtre pokkerer bare en teller Dette tilsvarer en alt - filter. FIR-filtre krever vanligvis høye ordrer, i størrelsesorden flere hundre. Dermed vil valget av denne typen filtre trenge en stor mengde maskinvare eller CPU. Til tross for dette er en grunn til å velge en FIR-filterimplementering evnen til oppnå en lineær fase respons, noe som kan være et krav i noen tilfeller Ikke desto mindre har fiter designeren muligheten til å velge IIR filtre med en god fase linearitet i passet band, for eksempel Bessel-filtre eller for å designe et all-pass filter for å korrigere faseresponsen til et standard IIR-filter. Gjennomgang av gjennomsnittlige filtre MA Edit. Moving Gjennomsnittlig MA-modeller er prosessmodeller i formen. MA-prosesser er en alternativ representasjon av FIR-filtre. Gjennomsnittlige filtre Edit. A filter beregner gjennomsnittet av de N siste prøvene av et signal. Det er den enkleste formen av et FIR filter, med alle koeffisientene like. Overføringsfunksjonen til et gjennomsnittlig filter er gitt av. Overføringsfunksjonen til en gjennomsnittlig filter har N like høye nuller langs frekvensaksen. Imidlertid er null ved DC maskert av polen av filteret. Derfor er det en større lobe en likestrøm som utgjør filterpassbåndet. Cascade Integrator-Comb CIC Filters Edit. A Cascaded integrator-comb filter CIC er en spesiell teknikk for implementering av gjennomsnittlige filtre i serie Serieplasseringen av de gjennomsnittlige filtre forbedrer den første loben i DC sammenlignet med alle andre lobes. Et CIC-filter implementerer transfe r funksjon av N gjennomsnittlige filtre, hver beregning av gjennomsnittet av RM-prøver. Dens overføringsfunksjon er således gitt av. CIC-filtre brukes til å dekimere antall prøver av et signal med en faktor R eller, i andre termer, å resample et signal Ved lavere frekvens kastes R 1 prøver ut av R Faktoren M angir hvor mye av den første lob som brukes av signalet. Antallet av gjennomsnittlige filterstrinn, N indikerer hvor godt andre frekvensbånd er dempet, på bekostning av en mindre flatoverføringsfunksjon rundt DC. CIC-strukturen tillater å implementere hele systemet med bare adders og register, ikke bruk noen multiplikatorer som er grådige når det gjelder hardware. Downsampling med en faktor R tillater å øke signaloppløsningen ved log 2 RR bits. Canonical filters Edit. Canonical filtre implementerer en filteroverføringsfunksjon med et antall forsinkelseselementer som tilsvarer filterbestillingen, en multiplikator per teller koeffisient, en multiplikator per nevner koeffisient og en serie o f adders I likhet med aktive filtre kanoniske strukturer, viste denne typen kretser seg å være svært følsomme overfor elementverdier. En liten forandring i koeffisienter hadde stor effekt på overføringsfunksjonen. Også her har utformingen av aktive filtre blitt forskjøvet fra kanoniske filtre til andre strukturer som kjeder av andreordsseksjoner eller hoppfiltre. Kjerne av andre ordreseksjoner Rediger. En annen ordningsavdeling som ofte refereres til som biquad, implementerer en andre ordreoverføringsfunksjon. Overføringsfunksjonen til et filter kan deles inn i et produkt av overføringsfunksjoner hver knyttet til et par poler og muligens et par nuller Hvis overføringsfunksjonens rekkefølge er merkelig, må en første rekkefølge legges til kjeden Denne delen er knyttet til den virkelige polen og til den reelle null hvis det er en. direct-form 1.direct-form 2.direct-form 1 transposed. direct-form 2 transposed. Direct-form 2 transponert av den følgende figur er spesielt interessant når det gjelder nødvendig maskinvare så vel som signal og koeffisient quantization. Digital Leapfrog Filters Edit. Filter Structure Edit. Digital Leapfrog filtre base på simuleringen av analoge aktive Leapfrog filtre Oppmuntringen for dette valget er å arve fra de gode passebank følsomhetsegenskaper av den opprinnelige stigen kretsen. Følgende fjerde ords allpolet lowpass-hoppefilter. Kan implementeres som en digital krets ved å erstatte analoge integratorer med akkumulatorer. Replacing de analoge integratorene med akkumulatorer tilsvarer forenkling av Z-transformasjonen til z 1 s T som er de to første betingelsene av Taylor-serien av zexps T Denne tilnærmingen er god nok for filtre hvor samplingsfrekvensen er mye høyere enn signalbåndbredden. Transfers Funksjon Edit. The tilstandsrommetrepresentasjon av den foregående filtre kan skrives som. Fra denne ligningssett kan man skriv A, B, C, D matriser som. Fra denne representasjonen tillater signalbehandlingsverktøy som Octave eller Matlab å plotte f ilter s frekvensrespons eller for å undersøke dens nuller og poler. I det digitale hoppetekstfilteret fastsetter koeffisientens relative verdier formen av overføringsfunksjonen Butterworth Chebyshev, mens deres amplituder angir cutofffrekvensen. Deler alle koeffisientene med en faktor på to skift cutoff-frekvensen ned med en oktav er også en faktor på to. Et spesielt tilfelle er Buterworth 3-dørs-filteret som har tidskonstanter med relative verdier på 1, 1 2 og 1 På grunn av dette kan dette filteret implementeres i maskinvare uten noen multiplikator, men bruk skift istedenfor. Utviklede filtre AR Edit. Autoregressive AR-modeller er prosessmodeller i skjemaet. Hvor un er utdataene fra modellen, xn er inngangen til modellen, og un - m er tidligere eksempler på modellutgangen verdi Disse filtene kalles autoregressive fordi utdaterværdier beregnes basert på regressjoner av tidligere utgangsvurderinger AR-prosesser kan representeres av en allpolig filter. ARMA-filtre Edit. Autoreg ressive Moving-Gjennomsnittlig ARMA-filtre er kombinasjoner av AR - og MA-filtre. Utgangen av filteret er gitt som en lineær kombinasjon av både vektede inngangs - og vektede utgangsprøver. ARMA-prosesser kan betraktes som et digitalt IIR-filter, med både poler og nuller. AR-filter er foretrukket i mange tilfeller fordi de kan analyseres ved hjelp av Yule-Walker-ligningene MA og ARMA-prosesser, derimot, kan analyseres ved kompliserte, ikke-lineære ligninger som er vanskelige å studere og modellere. Hvis vi har en AR-prosess med trykkvektskoeffisienter aa vektor av an, an - 1 en inngang på xn og en utgang fra yn kan vi bruke yule-walker-ligningene. Vi sier at x 2 er variansen til inngangssignalet. Vi behandler inngangsdata-signalet som en random signal, even if it is a deterministic signal, because we do not know what the value will be until we receive it We can express the Yule-Walker equations as. Where R is the cross-correlation matrix of the process output. And r is the autocorrel ation matrix of the process output. Variance Edit. We can show that. We can express the input signal variance as. Or, expanding and substituting in for r 0 we can relate the output variance of the process to the input variance. The Simple Moving Average Filter. This page describes the simple moving average filter This page is part of the section on Filtering that is part of A Guide to Fault Detection and Diagnosis. The simple moving average filter averages recent values of the filter input for a given number of inputs This is the most common example of the moving average MA category of filters, also called finite impulse response FIR filters Each recent input is multiplied by a coefficient for all linear MA filters, and the coefficients are all the same for this simple moving average The sum of the coefficients is 1 0, so that the output eventually matches the input when the input doesn t change Its output just depends on recent inputs, unlike the exponential filter that also reuses its previ ous output The only parameter is the number of points in the average - the window size. Moving average step response. Like any MA filter, it completes a step response in a finite time depending on window size. This simple moving average example above was based on 9 points Under modest assumptions, it is providing the optimal smoothing estimate for a value at the midpoint of the time interval, in this case, 4 5 sample intervals in the past. Copyright 2010 - 2013, Greg Stanley.